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May 18, 2023

Wissenschaftliche Berichte Band 13, Artikelnummer: 5762 (2023) Diesen Artikel zitieren

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Frequenzverschiebungsschleifen, bestehend aus einem faseroptischen Ringhohlraum, einem Frequenzmodulator und einem Verstärker zur Kompensation von Verlusten, ermöglichen ein Hochgeschwindigkeits-Frequenzscannen mit präzisen und leicht steuerbaren Frequenzschritten. Diese Plattform ist besonders attraktiv für Anwendungen in der Spektroskopie und optischen Entfernungsmessung. Aufgrund der wiederholten Verstärkung des im Hohlraum zirkulierenden Lichts häuft sich jedoch verstärktes spontanes Emissionsrauschen an, wodurch der Frequenzabtastbereich vorhandener Frequenzverschiebungsschleifen (FSLs) begrenzt wird. Hier stellen wir einen kaskadierten Ansatz vor, der diese grundlegende Einschränkung angeht. Durch die Kaskadierung mehrerer FSLs in Reihe mit unterschiedlichen Frequenzverschiebungen können wir den verfügbaren Scanbereich erheblich vergrößern. Wir präsentieren Modelle, die das Potenzial dieses Ansatzes zeigen, das Scannen über Bereiche bis zu 1 THz zu ermöglichen – eine zehnfache Steigerung im Vergleich zum Stand der Technik. Experimentell haben wir ein Paar kaskadierter FSLs konstruiert, die einen 200-GHz-Bereich mit 100-MHz-Schritten in 10 ms abtasten können, und diese Plattform verwendet, um Absorptionsspektroskopiemessungen einer H13C14N-Zelle durchzuführen. Durch die Erhöhung der Betriebsbandbreite von FSLs könnte der in dieser Arbeit vorgestellte kaskadierte Ansatz neue Anwendungen ermöglichen, die eine präzise und schnelle Frequenzabtastung erfordern.

Frequenzabstimmbare Laser sind für eine Vielzahl von Anwendungen unerlässlich, darunter Absorptionsspektroskopie, Entfernungsmessung, LIDAR und Charakterisierung photonischer Geräte. Während abstimmbare Laser in den letzten Jahren erhebliche Fortschritte gemacht haben1, bleibt die Erzielung einer Hochgeschwindigkeitsfrequenzabstimmung mit konsistenten Schrittgrößen eine Herausforderung, und viele Laserscansysteme sind auf eine umfassende Kalibrierung oder In-situ-Überwachung angewiesen, um Nichtlinearitäten in der gescannten Laserfrequenz zu kompensieren2,3. Ein alternativer Ansatz besteht darin, einen Dauerstrichlaser (CW) mit fester Frequenz extern zu modulieren. Allerdings ist dieser Ansatz aufgrund der endlichen Bandbreite optischer Modulatoren und der Notwendigkeit einer Hochgeschwindigkeits-Antriebselektronik typischerweise auf die Abstimmung über bescheidene Frequenzbereiche beschränkt. Frequenzverschiebungsschleifen (FSLs) bieten eine attraktive Alternative, indem sie große Frequenzverschiebungen akkumulieren, indem sie Licht 10 oder 100 Mal durch einen einzelnen Modulator zirkulieren lassen4.

Frequenzverschiebungsschleifen bestehen typischerweise aus einem faseroptischen Ringhohlraum, der einen Frequenzverschiebungsmodulator, einen Verstärker zur Kompensation von Verlusten und einen Bandpassfilter zur Unterdrückung der verstärkten spontanen Emission (ASE) enthält. Nach jedem Umlauf in der Schleife erfährt das Licht eine zusätzliche Frequenzverschiebung. Der FSL kann zur Erzeugung eines optischen Frequenzkamms verwendet werden, indem dieser mit CW-Licht geimpft wird5. Wenn alternativ gepulstes Licht in die FSL eingekoppelt wird, kann es zur Erzeugung einer Folge von Impulsen verwendet werden, die zeitlich und frequenzgleich verteilt sind6. Dies ermöglicht eine präzise und schnelle Frequenzabtastung mit einem Modulator und einer Antriebselektronik mit relativ geringer Bandbreite. Diese Merkmale haben zur Verwendung von FSLs in einer Vielzahl von Anwendungen geführt, darunter Absorptionsspektroskopie7,8,9, optische Frequenzkammmanipulation10, optische Fourier-Analyse11, verteilte Fasererfassung12,13, Erzeugung beliebiger Wellenformen14 und HF-Spektrumanalyse15. Der Hauptnachteil von FSLs besteht darin, dass die Gesamtbandbreite durch die Ansammlung von ASE aufgrund der kontinuierlichen Lichtverstärkung in der Schleife begrenzt ist. Infolgedessen sind FSLs in der Regel auf eine Bandbreite von einigen Zehntel GHz begrenzt (die unseres Wissens nach umfangreichste Band-FSL umfasste 100 GHz16), bevor ASE zu dominieren beginnt.

In dieser Arbeit stellen wir eine kaskadierte FSL-Architektur vor, die in der Lage ist, den Frequenzabtastbereich und die Anzahl der erzeugten Frequenzschritte drastisch zu erhöhen, bevor ASE zu dominieren beginnt. Wir zeigen, dass wir durch die Kombination eines anfänglichen FSL mit kleineren Frequenzschritten, gefolgt von einem zweiten FSL mit größeren Frequenzschritten, den Scanbereich erheblich vergrößern und gleichzeitig den ASE-Aufbau minimieren können. Wir präsentieren Simulationen, die darauf hinweisen, dass eine ordnungsgemäß konzipierte kaskadierte FSL das Scannen über 1 THz ermöglichen könnte, bevor ASE zu dominieren beginnt. Als erste Demonstration haben wir ein kaskadiertes FSL konstruiert, das in der Lage ist, 2000 Impulse in Schritten von 100 MHz über einen Gesamtbereich von 200 GHz zu erzeugen, und das System zur Durchführung von Absorptionsspektroskopiemessungen einer H13C14N-Zelle verwendet. Durch die Bereitstellung einer Methode zur Vergrößerung des Scanbereichs von FSLs wird diese Arbeit die Anwendungsmöglichkeiten für diesen leistungsstarken Ansatz zum Hochgeschwindigkeits-Frequenzscannen erweitern.

Eine Frequenzverschiebungsschleife kann je nach Seeding unterschiedliche Funktionen bieten. Wenn ein FSL beispielsweise mit einer CW-Lichtquelle geimpft wird, erzeugt er einen optischen Frequenzkamm, dessen Kammabstand vom Frequenzmodulator5 bestimmt wird und dessen Bandbreite vom Bandpassfilter in der Schleife vorgegeben wird. Das Einspeisen verschiedener modulierter Wellenformen in ein FSL bietet die Möglichkeit zur Erzeugung beliebiger Wellenformen14. Wenn der FSL hingegen mit einem optischen Impuls geimpft wird, kann er dazu verwendet werden, eine Folge von Impulsen zu erzeugen, die zeitlich und frequenzmäßig gleichmäßig verteilt sind5. In dieser Arbeit konzentrieren wir uns auf diese letzte Anwendung von FSLs. Durch die Erzeugung einer Impulsfolge, bei der jeder Impuls eine einzelne optische Frequenz enthält, eignet sich dieser Ansatz besonders gut für die Absorptionsspektroskopie, da die Absorption bei einer bestimmten Frequenz durch direkte Detektion ermittelt werden kann. Im Vergleich zur herkömmlichen abstimmbaren Laserspektroskopie sind FSLs in der Lage, Hochgeschwindigkeitsscans durchzuführen und gleichzeitig die hohe Kohärenz des Seed-Lasers aufrechtzuerhalten, was Anwendungen wie die phasenempfindliche Dispersionsspektroskopie ermöglichen könnte. Schließlich eignet sich dieser Ansatz für die nichtlineare Frequenzumwandlung und ermöglicht so den Zugriff auf verschiedene Frequenzbereiche8.

Während dieser einfache Ansatz ein Hochgeschwindigkeits-Frequenzscannen mit präzise gesteuerten Frequenzschritten ermöglicht hat, sind die Gesamtbandbreite und die Anzahl der im FSL erzeugten Impulse durch die Akkumulation von ASE17 begrenzt. Die nach jedem Umlauf eingeführte ASE skaliert mit der Verstärkung, die zum Ausgleich von Verlusten und der Bandbreite des Bandpassfilters erforderlich ist. Um den ASE-Aufbau einzudämmen, muss der FSL daher den Verlust in der Schleife minimieren (wodurch die nach jedem Umlauf erforderliche Verstärkung reduziert wird), die gesamte Betriebsbandbreite begrenzen (was einen schmaleren Bandpassfilter ermöglicht) und die Anzahl minimieren erzeugte Impulse (wodurch die Anzahl der Lichtverstärkungen verringert wird). Sobald der Umlaufverlust minimiert ist, führt der ASE-Aufbau effektiv zu einem Kompromiss zwischen der Gesamtbandbreite und der Frequenzverschiebung zwischen benachbarten Impulsen – eine größere Bandbreite kann erreicht werden, wenn die Frequenzschrittgröße erhöht wird, um die Anzahl der Impulse zu begrenzen generiert. Bei einer Absorptionsspektroskopieanwendung führt dies zu einem Kompromiss zwischen Scanbereich und Frequenzauflösung.

Der in dieser Arbeit vorgestellte kaskadierte FSL-Ansatz soll diesen Kompromiss angehen. Unser Ansatz basiert auf einem anfänglichen FSL mit kleinen Frequenzverschiebungen, wodurch eine Folge von Impulsen erzeugt wird, deren Frequenz eng beieinander liegt. Diese Impulse werden dann verwendet, um einen zweiten FSL zu erzeugen, der große Frequenzverschiebungen einführt, die die gesamte Bandbreite der vom ersten FSL erzeugten Impulsfolge überschreiten. Dieses Schema hat zwei Vorteile. Erstens reduziert die Verwendung kaskadierter FSLs die Gesamtzahl der Verstärkungsvorgänge für einzelne Impulse. In einem herkömmlichen Einzel-FSL skaliert die ASE, die sich beim Erzeugen von \(N\) Impulsen ansammelt, als \(N\). Im Kaskadenschema skaliert die ASE jedoch als \(2\sqrt{N}\), wenn \(\sqrt{N}\) Impulse in jeder Schleife erzeugt werden. Zweitens können wir durch die Verwendung kleinerer Frequenzschritte im ersten FSL einen schmalen Bandpassfilter im ersten FSL verwenden, wodurch ASE weiter unterdrückt wird.

Die grundlegende Systemarchitektur ist in Abb. 1a dargestellt. Das System wird mit einem CW-Laser geimpft und ein akusto-optischer Modulator (AOM0) wird verwendet, um einen anfänglichen Keimimpuls mit der Impulsdauer \(\tau\) zu erzeugen (beachten Sie, dass anstelle von AOM0 jeder beliebige Intensitätsmodulator verwendet werden könnte). Dieser Seed-Impuls wird über einen 50:50-Koppler in die erste FSL eingekoppelt. Der erste FSL besteht aus einem Erbium-dotierten Faserverstärker (EDFA1) und einem Bandpassfilter mit der Bandbreite \(\Delta {F}_{1}\) sowie einem Frequenzmodulator, AOM1, der eine Frequenzverschiebung \(\Delta { f}_{1}\). Die Umlaufverzögerung durch die erste FSL ist definiert als \({\Delta t}_{1}\). Die erste FSL erzeugt eine Folge von \({N}_{1}\) Impulsen, deren Frequenz durch \(\Delta {f}_{1}\) getrennt ist und die zeitlich durch \({\Delta t}_{1} beabstandet sind }\), wie im Einschub von Abb. 1a gezeigt. Dieser anfängliche Impulszug speist dann einen zweiten FSL, der aus einem Verstärker, einem Bandpassfilter mit der Bandbreite \(\Delta {F}_{2}\) und einem Frequenzmodulator besteht. Hier wird ein elektrooptischer Einseitenbandmodulator (SSMB) verwendet, um relativ große Frequenzverschiebungen zu ermöglichen, die über die Bandbreite des in FSL1 erzeugten Impulszugs hinausgehen (z. B. \(\Delta {f}_{2}\) > 1 GHz). ). Die Umlaufzeit in der zweiten Schleife ist definiert als \(\Delta {t}_{2}\) und sollte etwas länger sein als die Pulsdauer \(\tau\). Die Anzahl der in der zweiten Schleife erzeugten Impulse, \({N}_{2}\), setzt dann eine Grenze für die erforderliche Verzögerung in der ersten Schleife als \({\Delta t}_{1}\ge {N }_{2}{\Delta t}_{2}\). Ebenso beträgt die Verzögerung zwischen den Seed-Pulsen und die Länge der gesamten Pulsfolge \({t}_{train}\ge {N}_{1}{\Delta t}_{1}\ge {N}_ {1}\left({N}_{2}{\Delta t}_{2}\right).\) Unter diesen Bedingungen ist die Ausgabe des zweiten FSL ein Zug mit \({N}_{ 1}\cdot {N}_{2}\) Gesamtimpulse. Die Frequenz der Impulse nimmt nicht monoton zu, sondern in Schritten von \(\Delta {f}_{2}\), bevor sie auf die Frequenz des nächsten Impulses aus FSL1 zurückgesetzt werden, wie in Abb. 1b und farblich dargestellt. im Einschub von Abb. 1a codiert. Grundsätzlich ist es möglich, kleinere Verzögerungen im ersten FSL und längere Verzögerungen im zweiten FSL zu verwenden, um eine Impulsfolge zu erzeugen, deren Frequenz monoton ansteigt. Dies würde jedoch zu ungleichmäßigen Verzögerungen zwischen den Impulsen führen, die im ersten FSL an EDFA1 ankommen, und die Auswirkungen von EDFA-Sättigungseffekten verstärken. In der Praxis haben wir herausgefunden, dass der in Abb. 1 dargestellte Ansatz mit \({\Delta t}_{1}\gg {\Delta t}_{2}\) eine stabile Impulsfolge mit gleichmäßigerer Amplitude ermöglicht jeder Puls.

(a) Schematische Darstellung des kaskadierten FSL-Ansatzes. Die Einschübe geben den zeitlichen Ablauf der in jeder Stufe erzeugten Impulse an. (b) Zeit-Frequenz-Diagramm, das die Frequenz jedes Impulses angibt, farblich codiert, um mit den in den Einschüben von (a) gezeigten Impulsen übereinzustimmen. (c) Die im experimentellen Teil verwendeten Parameter zur Erzeugung einer Impulsfolge über 200 GHz mit 100 MHz Abstand. *Beachten Sie, dass \(\Delta {F}_{1}=10\text{ GHz}\) optimal gewesen wäre, aber aufgrund der verfügbaren Ausrüstung wurde in den hier berichteten Experimenten im ersten FSL ein 100-GHz-Filter verwendet arbeiten.

Um dieses Schema zu optimieren, haben wir zunächst den ASE-Aufbau nach dem in Ref. 17 eingeführten Modell simuliert. Das Modell wurde verwendet, um das Signal-Rausch-Verhältnis (SNR) zwischen der Signalleistung im n-ten Impuls, \({P}_{sig}(n)\), und der integrierten ASE-Leistung im n-ten Impuls zu berechnen über \(m\) Frequenzintervalle der Breite \(\Delta f\):

Die Signalleistung im n-ten Impuls wurde wie folgt berechnet:

Dabei ist \({G}_{EDFA}\left(n\right)\) die EDFA-Verstärkung des n-ten Impulses und \(T\) die Übertragung durch die FSL, einschließlich 50 % Verlust aufgrund des Faserkopplers . Die ASE-Leistung im m-ten Frequenzbereich der Breite \(\Delta f\) nach dem n-ten Umlauf durch die FSL wurde wie folgt berechnet:

Dabei ist \(h\) die Plancksche Konstante, \(\nu\) die optische Frequenz und \(NF\) die Rauschzahl des EDFA. Der erste Term in diesem Ausdruck berücksichtigt die vom EDFA in der n-ten Schleife erzeugte ASE, während der zweite Term die ASE berücksichtigt, die weiterhin in der Schleife zirkuliert und nach jedem Umlauf eine Frequenzverschiebung \(\Delta f\) erfährt. Die Gesamtzahl der Frequenzbins wurde durch den Bandpassfilter als \(\Delta F/\Delta f\) bestimmt. Dieser Ansatz impliziert einen rechteckigen Bandpassfilter, der die ASE-Leistung zurückweist, sobald sie über den Rand des Filters hinausgeht.

Um die Verstärkungssättigung zu berücksichtigen, wurde die EDFA-Verstärkung im n-ten Umlauf wie folgt berechnet

wobei \({g}_{ss}\) die Kleinsignalverstärkung ist, \({P}_{sat}\) die EDFA-Sättigungsleistung ist und \({P}_{tot}\left(n\ rechts)\) ist die gesamte optische Leistung, die im n-ten Umlauf zirkuliert, definiert als:

Um die Simulation zu initialisieren, wurde die Signalleistung \({P}_{sig}(n=1)\) auf die Hälfte der Leistung im Seed-Impuls (um den 50 %-Koppler zu berücksichtigen) während der anfänglichen ASE-Leistung eingestellt in jedem Frequenzbereich wurde auf Null gesetzt, d. h. \({P}_{ASE}\left(m,n=0\right)=0\). Dies setzt voraus, dass der Modulator nach dem N-ten Impuls blockiert wird, um den Aufbau von ASE aus der vorherigen Impulsfolge zu unterdrücken. In der Simulation wurde die Kleinsignalverstärkung numerisch gelöst, um eine Impulsfolge mit gleichmäßiger Amplitude zu erzeugen, wodurch sichergestellt wurde, dass die gesättigte EDFA-Verstärkung ungefähr dem Umlaufverlust entsprach. Dies ist analog zum experimentellen Verfahren, bei dem die EDFA-Verstärkung angepasst wird, um den Verlust im FSL auszugleichen und eine gleichmäßige Impulsfolge zu erzeugen.

Um den in Abb. 1 gezeigten kaskadierten Ansatz zu bewerten, verwendeten wir zunächst das oben beschriebene Modell, um das von der ersten Schleife erzeugte Signal und die ASE-Leistung zu berechnen. Das simulierte Signal und die ASE-Leistungen wurden dann als Eingaben für die zweite FSL bereitgestellt und wir berechneten das SNR des endgültigen Impulszugs, der die zweite FSL verlässt.

Um den Vorteil des kaskadierten Ansatzes zu veranschaulichen, haben wir ein System simuliert, das 10.000 Impulse mit 1 THz in Schritten von 100 MHz erzeugen soll. Dies liegt deutlich außerhalb der Reichweite einer einzelnen FSL (100 GHz ist die größte Bandbreite, die bei Verwendung einer einzelnen FSL16 gemeldet wurde). In diesem Fall gingen wir von einer Übertragung durch beide Schleifen von 0,1 (d. h. 10 dB Verlust) und einem 50 %-Koppler aus, sodass die gesamte Hin- und Rückübertragung \({T}_{1}={T}_{2) betrug } =0,05\). Anschließend haben wir die Anzahl der im ersten FSL erzeugten Impulse von \({N}_{1}=\) 10 auf 100 variiert und die Bandbreite des Filters in der ersten Schleife auf \(\Delta {F}_{1) eingestellt }={N}_{1}\Delta {f}_{1}\) mit einer festen Frequenzverschiebung von \(\Delta {f}_{1}=100 {\text{ MHz}}\). Die Frequenzverschiebung in der zweiten Schleife wurde auf \(\Delta {f}_{2}={N}_{1}\Delta {f}_{1}\) mit einer festen Bandpassfilterbandbreite von \(\ Delta {F}_{2}=1 \,{\text{THz}}\), um den gesamten Impulszug zu unterstützen. Wie in Abb. 2a gezeigt, ist es möglich, ein SNR > 7 dB über 10.000 Impulse aufrechtzuerhalten, indem die erste FSL verwendet wird, um 200 Impulse für 20 GHz zu erzeugen. Dies zeigt das Potenzial dieses Ansatzes, den Betriebsbereich von FSLs dramatisch zu erweitern. Die Anzahl der in jedem FSL erzeugten Impulse sollte basierend auf der Gesamtbandbreite der gewünschten Impulsfolge und dem Verlust in jeder Schleife optimiert werden. In diesem Fall ist das SNR erheblich geringer, wenn mit dem ersten FSL 100 oder 1000 Pulse erzeugt wurden, statt der idealen 200 bis 500 Pulse. Zum Vergleich haben wir auch das SNR eines einzelnen FSL mit dem gleichen Verlust (\(T=0,05\)) modelliert, der darauf ausgelegt ist, Impulsfolgen von 50 bis 200 GHz in Schritten von 100 MHz zu erzeugen. In jedem Fall wurde der Bandpassfilter auf die Gesamtbandbreite der erzeugten Impulsfolge eingestellt. Wie in Abb. 2b dargestellt, kann die einzelne FSL keine Frequenzverschiebungen über ~ 100 GHz liefern, bevor das SNR unter 0 dB fällt. Im Allgemeinen hängt das akzeptable SNR von der Anwendung ab und dieser Modelltyp kann verwendet werden, um die Bandbreite zu untersuchen, die mit einer kaskadierten FSL unter Beibehaltung eines erforderlichen SNR erreicht werden kann.

(a) Simuliertes SNR vs. Frequenzverschiebung für eine kaskadierte Impulsfolge, die 1 THz mit 100-MHz-Schritten abdeckt. Die Anzahl der im ersten FSL erzeugten Impulse wurde zwischen 100 und 1000 variiert. Der kaskadierte Ansatz ermöglicht 10.000 Impulse über 1 THz mit einem SNR > 7 dB. (b) Simuliertes SNR für eine einzelne FSL, die zur Erzeugung von Impulsfolgen mit 100-MHz-Abständen über 50 bis 200 GHz ausgelegt ist. Der einzelne FSL kann nur eine Impulsfolge von ~ 100 GHz mit einem SNR > 0 dB erzeugen.

Schließlich haben wir die Modellparameter an unsere experimentellen Parameter angepasst und das in Abb. 3 gezeigte SNR-Diagramm bereitgestellt. Experimentell haben wir die kaskadierten FSLs so entworfen, dass sie 2000 Impulse mit 200 GHz in Schritten von 100 MHz erzeugen. Mit dem ersten FSL wurden 100 Pulse über 10 GHz erzeugt, während mit dem zweiten FSL 20 Pulse in 10-GHz-Schritten erzeugt wurden. Aufgrund von Einschränkungen bei der verfügbaren Ausrüstung wies unser experimentelles System einen höheren Verlust auf als das in Abb. 2a simulierte System und stützte sich im ersten FSL auf einen breiteren Bandpassfilter, als es ideal gewesen wäre. In dieser Simulation haben wir unsere experimentellen Bedingungen angepasst und dabei die gemessenen Verlustwerte von \({T}_{1}=0,05\) und \({T}_{2}=0,0005\) verwendet. Der hohe Verlust im zweiten FSL wurde durch die geringe Übertragung durch das SSBM verursacht, da kein verfügbarer HF-Signalgenerator mit ausreichend Leistung vorhanden war, um \({V}_{\pi }\) zu erreichen. Außerdem verwendeten wir in der ersten Schleife des Experiments einen 100-GHz-Bandpassfilter anstelle des 10-GHz-Filters, der optimal gewesen wäre. Abbildung 3 zeigt das SNR, das wir mit dem idealen 10-GHz-Filter erwartet hätten, zusammen mit dem SNR, das wir mit einem 100-GHz-Filter erwarten würden. Während der 10-GHz-Filter eindeutig eine überlegene Leistung bietet, ermöglichen beide Designs ein SNR > 10 dB über die gesamten 200 GHz. Kurioserweise verbessert sich das SNR am Ende der Impulsfolge mithilfe des 100-GHz-Filters tatsächlich. Dies war darauf zurückzuführen, dass ASE in der ersten Schleife erzeugt wurde (die ein 100-GHz-Band abdeckt), das schließlich im zweiten FSL gegen Ende der Impulsfolge aus dem Bandpassfilter verschoben wurde. Zum Vergleich haben wir auch das SNR modelliert, das wir erwarten könnten, wenn wir versuchen würden, mit der ersten FSL den gesamten 200-GHz-Bereich abzudecken. In diesem Fall haben wir den gleichen Verlust von \({T}_{1}=0,005\) verwendet und der Bandpassfilter wurde auf \({\Delta F}_{1}=200\text{ GHz} eingestellt.\ ) Wie in Abb. 3 dargestellt, sinkt das SNR bereits nach ~ 60 GHz unter 0 dB, was den Vorteil des kaskadierten Ansatzes deutlich zeigt.

Simuliertes SNR vs. Frequenzverschiebung für eine kaskadierte Impulsfolge unter Verwendung der experimentellen Bedingungen in dieser Arbeit. Diese Impulsfolge wurde entwickelt, um 200 GHz in 100-MHz-Schritten abzudecken, wobei die erste FSL 100 Impulse über 10 GHz erzeugte. Die Simulation umfasst den experimentellen Fall mit einem 100-GHz-Bandpassfilter sowie den optimalen Fall mit einem 10-GHz-Bandpassfilter. In beiden Fällen ist der kaskadierte FSL-Ansatz in der Lage, über die gesamte Spanne ein SNR > 10 dB aufrechtzuerhalten. Es wird auch das SNR angezeigt, wenn ein einzelner FSL zur Erzeugung einer 200-GHz-Pulsfolge verwendet wurde, was darauf hinweist, dass das SNR nach ~ 60 GHz unter 0 dB fällt.

Wir haben ein kaskadiertes FSL nach der in Abb. 1a gezeigten Grundarchitektur konstruiert, beginnend mit einem Schmalband-Seed-Laser (Rio Orion), der mit einer optischen Frequenz von \(\nu =193,53\text{ THz}\) (Wellenlänge von \(\) arbeitet. lambda =1549,1\text{ nm}\) im Vakuum) mit einer Ausgangsleistung von 10 mW und einer Linienbreite \(<1\) kHz. Anschließend verwendeten wir 100-MHz-AOMs (Brimrose AMMF-100), um den anfänglichen Seed-Impuls zu schnitzen und die Frequenzverschiebung im ersten FSL einzuführen. Im ersten FSL wurde zur Unterdrückung von ASE ein 100-GHz-Wellenlängenmultiplexfilter (AFW Technologies, WDM-PM) verwendet. Im zweiten FSL wurde ein Einseitenbandmodulator (SSBM, Thorlabs LN86S-FC) verwendet, um die Frequenzverschiebung einzuführen, und ein zusätzlicher 100-MHz-AOM wurde eingebaut, um ASE-Licht zwischen Impulsfolgen zu unterdrücken (im zweiten FSL war es eine Frequenzverschiebung von 10 GHz). bereitgestellt durch Antreiben des SSBM mit 9,9 GHz und des AOM mit 100 MHz). Ein abstimmbarer Filter (Santec OTF-980) wurde verwendet, um einen 200-GHz-Bandpassfilter beginnend bei der Seed-Laserfrequenz zu positionieren. Das gesamte System wurde unter Verwendung von Singlemode-Fasern, polarisationserhaltenden Faserkopplern (Thorlabs PN1550R5A2) und Tisch-EDFAs (Thorlabs EDFA100s) aufgebaut. Wie oben beschrieben, wurde das System so konzipiert, dass es 2000 Impulse über 200 GHz in Schritten von 100 MHz erzeugt, indem es 100 Impulse im ersten FSL und 20 Impulse im zweiten FSL erzeugt. Die experimentellen Parameter sind in Abb. 1c zusammengefasst.

Die auf dem in Abb. 1a gezeigten Referenzfotodetektor (Terahertz Technologies, TIA-525) aufgezeichnete Impulsfolge ist in Abb. 4a dargestellt. Die Impulsfolge zeigt 2000 gleichmäßig verteilte 4-μs-Impulse über 10,3 ms. Die Impulse am Anfang der Impulsfolge (siehe Abb. 4c) sind relativ rechteckig, während die Impulse am Ende der Impulsfolge (siehe Abbildung 4d) aufgrund von EDFA-Sättigungseffekten eine gewisse Verzerrung aufweisen18. Der EDFA führt jedes Mal, wenn ein Impuls verstärkt wird, zu einer sehr leichten Verzerrung, die sich in der Schleife ansammelt, was zu einer deutlicheren Verzerrung bei den in Abb. 4d gezeigten Impulsen führt, die fast 200 Verstärkungsereignisse durchlaufen haben. Nichtsdestotrotz bestätigt das Gesamtspektrum, das mit einem optischen Spektrumanalysator mit Wellenlängenauflösung \(\Delta \lambda =0,08\text{ nm} (\Delta \nu =10\text{ GHz})\ aufgezeichnet wurde, dass die Impulsfolge überspannt war die gewünschten 200 GHz mit weniger als 3 dB Amplitudenschwankung, wie in Abb. 4b dargestellt. Zum Vergleich ist in Abb. 4f das Spektrum dargestellt, das entsteht, wenn ein einzelner FSL zur Erzeugung von 2000 Impulsen über dieselben 200 GHz verwendet wird. In diesem Fall ist das Spektrum durch den Aufbau von ASE stark verzerrt. Die mit einem einzelnen FSL gemessene Impulsfolge ist auch in Abb. 4e, g, h dargestellt. Ähnlich wie beim kaskadierten FSL sind die Impulse am Anfang der in einem einzelnen FSL erzeugten Impulsfolge ziemlich rechteckig, wie in Abb. 4g dargestellt. Die Akkumulation von ASE im Einzel-FSL-Aufbau führt jedoch zu erheblichen Verzerrungen der Impulse am Ende der Impulsfolge, die bis zu 2000-fach verstärkt wurden, wie in Abb. 4h dargestellt. Die schnelle Akkumulation von ASE in einem einzelnen FSL führt auch zu erheblichen Schwankungen im Gesamtleistungsniveau, wie in Abb. 4e dargestellt.

(a) Von der kaskadierten FSL erzeugter Impulszug mit 2000 Impulsen. (b) Gemessenes Spektrum, das durch die kaskadierte Impulsfolge erzeugt wird. Der kaskadierte Impulszug erzeugte das erwartete flache Spektrum über 200 GHz mit einem relativ schwachen Sockel aufgrund des Durchsickerns von ASE am Rand des Bandpassfilters. (c) Vergrößerte Ansicht der ersten 22 Impulse, die von der kaskadierten FSL erzeugt werden, und (d) 22 Impulse am Ende der Impulsfolge. (e) Von einem einzelnen FSL erzeugter Impulszug mit 2000 Impulsen. (f) Ein gemessenes Spektrum, das von einem einzelnen FSL erzeugt wurde. Aufgrund der starken ASE-Anhäufung entsteht ein verzerrtes Spektrum. (g) Vergrößerte Ansicht der ersten 22 Impulse, die von einem einzelnen FSL erzeugt werden, und (h) 22 Impulse am Ende der Impulsfolge.

Anschließend verwendeten wir die von den kaskadierten FSLs erzeugte Impulsfolge, um eine Absorptionsspektroskopiemessung durchzuführen, indem wir eine fasergekoppelte Gaszelle mit H13C14N (Wellenlängenreferenzen, HCN-13-H-(5,5)-25-FCAPC) mit einem Druck von 25 untersuchten Torr und einer Weglänge von 5,5 cm. In unserem Experiment passierte Licht zweimal die Zelle (unter Verwendung eines fasergekoppelten Faraday-Spiegels und eines polarisierenden Strahlteilers), was zu einer effektiven Absorptionsweglänge von 11 cm führte. Das Absorptionsspektrum wurde gemessen, indem die Leistung jedes Impulses auf den beiden in Abb. 1a gezeigten Detektoren aufgezeichnet wurde. Anschließend berechneten wir die durchschnittliche Leistung während der mittleren 2 μs jedes Impulses (um die Auswirkungen der in Abb. 4d gezeigten EDFA-Sättigungseffekte zu minimieren) und berechneten die Übertragung als relative Leistung zwischen dem Referenzimpuls und dem Impuls, der durch den H13C14N ging Zelle. Das mit dem kaskadierten Impuls erhaltene Absorptionsspektrum ist in Abb. 5a dargestellt und zeigt erwartungsgemäß zwei Ro-Schwingungslinien, die durch 96 GHz getrennt sind19. Die Halbwertsbreite der Absorptionslinien betrug ~ \(2,4\text{ GHz}\), was mit früheren spektroskopischen Messungen des \(2{\nu }_{3}\)-Übergangs von H13C14N bei Raumtemperatur übereinstimmt und 25 Torr19. Diese Linienbreite beinhaltet den Beitrag sowohl der Doppler-Verbreiterung (\(450\text{ MHz})\) als auch der Druckverbreiterung (\(2,2\text{ GHz})\)19. Beachten Sie, dass diese Messung in 10,3 ms durchgeführt wurde – der Länge einer Impulsfolge, ohne dass eine zusätzliche Mittelung erforderlich war. Die am Ende der Impulsfolge (also in den letzten 10 GHz) gemessene Standardabweichung der Übertragung betrug 0,0036.

(a) H13C14N-Absorptionsspektrum, aufgezeichnet mit der kaskadierten FSL, das korrekt das Vorhandensein der P10- und P9-Absorptionslinien zeigt. (b) Das Absorptionsspektrum, das mit einer mit einem einzelnen FSL erzeugten Impulsfolge aufgezeichnet wurde, kann nur die erste Absorptionslinie aufzeichnen – bei höheren Frequenzen dominiert der ASE-Aufbau bei Verwendung eines einzelnen FSL, was eine genaue Absorptionsmessung ausschließt.

Obwohl erwartet wird, dass das Verhältnis des Tons zum ASE-Hintergrundpegel über die Impulsfolge hinweg variiert (wie in Abb. 3 dargestellt), ist diese Variation im Transmissionsspektrum nicht direkt erkennbar. Stattdessen wirkt sich der bescheidene ASE-Hintergrundpegel (auf der Grundlage der in Abb. 3 gezeigten Modellierung voraussichtlich weniger als 10 % der Leistung in jedem Impuls ausmachen) hauptsächlich auf die Modulationstiefe der Absorptionslinie aus. Im Gegensatz dazu ist der Einfluss von ASE in Abb. 5b, die das mit einer einzelnen FSL aufgezeichnete Übertragungsspektrum zeigt, viel deutlicher. In diesem Fall wurde nur die erste Absorptionslinie beobachtet. Dies steht im Einklang mit der in Abb. 3 gezeigten Simulation, die darauf hindeutet, dass die einzelne FSL nur bis zu einer Verschiebung von ~ 60 GHz ein SNR > 0 dB aufrechterhalten würde. Da die Pulse, die die zweite Absorptionslinie nahe 140 GHz hätten untersuchen sollen, von Breitband-ASE dominiert wurden, wurde keine Absorption beobachtet. Dies bestätigt, dass der kaskadierte FSL-Ansatz Spektroskopiemessungen über eine größere Bandbreite als ein einzelner FSL ermöglichen kann.

Wir haben ein Schema eingeführt, das auf kaskadierten Frequenzverschiebungsschleifen basiert, um die Frequenzscanbandbreite von FSLs zu erhöhen. Dieser Ansatz hat zwei Vorteile: Er reduziert die Anzahl der Verstärkungsereignisse, die jeder einzelne Impuls erfährt, und ermöglicht einen Filter mit viel geringerer Bandbreite im ersten FSL – beides reduziert den ASE-Aufbau. Die in dieser Arbeit vorgestellten Simulationen deuten darauf hin, dass ein kaskadiertes FSL mit relativ geringem Verlust (10 dB) das Scannen über 1 THz ermöglichen könnte. Experimentell haben wir gezeigt, dass dieser Ansatz selbst bei relativ hohen Einfügedämpfungskomponenten das Scannen über 200 GHz in 100-MHz-Schritten ermöglicht. Durch die Vergrößerung des Scanbereichs von FSLs könnte dieser kaskadierte Ansatz zusätzliche Anwendungen für diesen praktischen Ansatz zum Hochgeschwindigkeits- und hochauflösenden Frequenzscannen ermöglichen.

Die im Rahmen dieser Studie generierten Daten sind auf begründete Anfrage beim jeweiligen Autor erhältlich.

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Diese Arbeit wurde vom US Naval Research Laboratory unterstützt.

US Naval Research Laboratory, 4555 Overlook Ave., SW, Washington, DC, 20375, USA

Hannah M. Ogden, Joseph B. Murray, Matthew J. Murray und Brandon Redding

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HO führte die Experimente durch, analysierte die Daten und trug zur Erstellung des Manuskripts bei. JM trug zum experimentellen Design bei und überprüfte/bearbeitete das Manuskript. MM trug zum Aufbau des Experiments bei und überprüfte/bearbeitete das Manuskript. BR überwachte die Experimente, trug zur Datenanalyse bei, bereitete das Manuskript vor und überprüfte/bearbeitete es.

Korrespondenz mit Brandon Redding.

Die Autoren geben an, dass keine Interessenkonflikte bestehen.

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Nachdrucke und Genehmigungen

Ogden, HM, Murray, JB, Murray, MJ et al. Hochgeschwindigkeits-Breitband-Absorptionsspektroskopie, ermöglicht durch kaskadierte Frequenzverschiebungsschleifen. Sci Rep 13, 5762 (2023). https://doi.org/10.1038/s41598-023-32763-6

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Eingegangen: 15. Dezember 2022

Angenommen: 01. April 2023

Veröffentlicht: 08. April 2023

DOI: https://doi.org/10.1038/s41598-023-32763-6

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