Mikrokamm

May 23, 2023

Nature Band 605, Seiten 457–463 (2022)Diesen Artikel zitieren

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Mikrokämme haben im letzten Jahrzehnt zu einer Flut von Anwendungen geführt, die von der optischen Kommunikation bis zur Messtechnik reichen1,2,3,4. Trotz ihrer vielfältigen Einsatzmöglichkeiten sind die meisten auf Mikrokämmen basierenden Systeme auf eine große Menge sperriger Elemente und Geräte angewiesen, um ihre gewünschten Funktionen zu erfüllen, was kompliziert, teuer und energieintensiv ist. Im Gegensatz dazu hat die gießereibasierte Siliziumphotonik (SiPh) bemerkenswerte Erfolge bei der Bereitstellung vielseitiger Funktionalität auf skalierbare und kostengünstige Weise erzielt5,6,7, aber den verfügbaren chipbasierten Lichtquellen fehlt die Fähigkeit zur Parallelisierung, was den Anwendungsbereich einschränkt von SiPh-Anwendungen. Hier kombinieren wir diese beiden Technologien, indem wir eine energieeffiziente und betrieblich einfache Aluminium-Gallium-Arsenid-auf-Isolator-Mikrokammquelle verwenden, um komplementäre Metall-Oxid-Halbleiter-SiPh-Motoren anzutreiben. Wir stellen zwei wichtige photonische Systeme im Chip-Maßstab für die optische Datenübertragung bzw. Mikrowellenphotonik vor. Es wird eine Mikrokamm-basierte integrierte photonische Datenverbindung demonstriert, die auf einem vierstufigen Pulsamplituden-Modulationsschema mit einer Gesamtrate von zwei Terabit pro Sekunde basiert, und unter Verwendung eines hochgradig rekonfigurierbaren photonischen Mikrowellenfilters mit einem hohen Integrationsgrad konstruiert ein Time-Stretch-Ansatz. Eine solche Synergie eines Mikrokamms und integrierter SiPh-Komponenten ist ein wesentlicher Schritt in Richtung der nächsten Generation vollständig integrierter photonischer Systeme.

Die integrierte Photonik hat tiefgreifende Auswirkungen auf die Datenkommunikation und Signalverarbeitung8,9,10. Eine entscheidende Entwicklung im letzten Jahrzehnt ist die Demonstration von Kerr-Mikrokämmen, die gegenseitig kohärente und äquidistante optische Frequenzlinien liefern, die von Mikroresonatoren erzeugt werden1,11,12. Da kürzlich eine breite Palette mikrokammbasierter optoelektronischer Systeme2,4,13,14,15,16,17,18 demonstriert wurde, versprechen diese integrierten Lichtquellen, den Anwendungsbereich der integrierten Photonik auf ein viel breiteres Spektrum zu erweitern. Doch trotz der enormen Fortschritte bei der Mikrokammintegration19,20,21,22,23 sind in fast allen Demonstrationen auf Systemebene, die Mikrokammtechnologien nutzen, die passiven Kammgeneratoren immer noch die einzige integrierte Komponente. Der Rest des Systems, einschließlich der kammpumpenden Laser, passiven und aktiven optischen Komponenten und der unterstützenden Elektronik, ist in der Regel auf sperrige, teure und energieverbrauchende Geräte angewiesen, wodurch die versprochenen Vorteile der integrierten Photonik zunichte gemacht werden.

Im Gegensatz dazu haben die Fortschritte in der Silizium-Photonik-Technologie (SiPh) eine skalierbare und kostengünstige Lösung zur Miniaturisierung optischer Systeme6,24,25 bereitgestellt, die von der komplementären Metall-Oxid-Halbleiter (CMOS)-kompatiblen Fertigung profitiert. Diese „photonischen Motoren“ wurden in Datenverbindungen kommerzialisiert26,27 und in anderen Bereichen weit verbreitet28,29,30,31. Ein wichtiger Bestandteil, der in photonischen integrierten Schaltkreisen (PICs) auf Silizium-auf-Isolator-Basis (SOI) fehlt, ist jedoch die Quelle mit mehreren Wellenlängen. Beispielsweise enthält das aktuelle hochmoderne photonische Transceivermodul ein Achtkanal-DFB-Array (Distributed Feedback Laser) für Wellenlängenmultiplex (WDM)32. Die Erhöhung der Kanalanzahl in einem solchen System erfordert einen erheblichen Konstruktionsaufwand, wie z. B. die Stabilisierung des Zeilenabstands und einen erhöhten Montageaufwand. Darüber hinaus schränkt die mangelnde gegenseitige Kohärenz zwischen Kanalleitungen viele Anwendungen ein, beispielsweise die präzise Zeit-Frequenz-Messtechnik.

Obwohl die Verknüpfung dieser beiden Technologien unerlässlich ist, um die oben genannten Probleme auf beiden Seiten anzugehen, war eine solche Kombination bisher schwer zu erreichen. Obwohl die Kombinationen aus einem Mikrokamm und anderen photonischen Komponenten Potenzial für optische Berechnungen15, Atomuhren4 und Synthesizersysteme3 gezeigt haben, basieren diese integrierten Demonstrationen in der Regel auf speziellen Herstellungsprozessen, die für die Massenproduktion ungeeignet sind. Darüber hinaus erhöhen Kammstart-33,34 und Stabilisierungstechniken35,36, die leistungsstarke diskrete Optiken und elektronische Komponenten erfordern, die Betriebskomplexität und Systemgröße deutlich. Jüngste Fortschritte bei der hybriden oder heterogenen Laser-Mikrokamm-Integration ermöglichen die Kammgenerierung auf dem Chip auf vereinfachte Weise21,22,23, aber diese Schemata erhöhen die Komplexität bei der Verarbeitung. Diese Schwierigkeiten, zusammen mit den zusätzlichen Ausgaben für die Mehrkanalanpassung und andere Vorbehandlungen im Systembetrieb, haben bisher die Implementierung eines funktionsfähigen Laser-Mikrokamm-Systems behindert.

Hier machen wir einen entscheidenden Schritt bei der Kombination dieser beiden wesentlichen Technologien. Unter Verwendung eines Mikroresonators aus Aluminium-Gallium-Arsenid (AlGaAs) auf einem Isolator (AlGaAsOI), der direkt von einem DFB-On-Chip-Laser gepumpt werden kann, wird ein Dunkelpuls-Mikrokamm erzeugt, der sich durch hochmoderne Effizienz und einfache Bedienung auszeichnet und Langzeitstabilität. Ein solcher kohärenter Kamm wird zum Antrieb von SiPh-Motoren auf CMOS-Foundry-Basis mit vielseitiger Funktionalität verwendet, die für eine Vielzahl von Anwendungen eingesetzt werden können (Abb. 1). Auf der Grundlage dieses Ansatzes werden Demonstrationen auf Systemebene für zwei große Bereiche der integrierten Photonik präsentiert. (1) Als Kommunikationsdemonstration präsentieren wir eine auf Mikrokamm-SiPh-Transceivern basierende Datenverbindung mit 100 Gbit/s Pulsamplituden-Vierstufenmodulation (PAM4)-Übertragung und 2 Tbit/s Gesamtrate für Rechenzentren. (2) Für die Mikrowellenphotonik wird ein kompakter Mikrowellenfilter mit einer Rekonfigurationsgeschwindigkeit im Bereich von mehreren zehn Mikrosekunden durch ein On-Chip-Multitap-Verzögerungsleitungsverarbeitungsschema demonstriert, dessen abstimmbare Bandbreite und flexible Mittenfrequenz in der Lage sind, die fünfte Generation zu unterstützen ( 5G), Radar und On-Chip-Signalverarbeitung. Diese Arbeit ebnet den Weg für die vollständige Integration einer breiten Palette optischer Systeme und wird die Verbreitung von Mikrokämmen und SiPh-Technologien für die nächste Generation integrierter Photonik erheblich beschleunigen.

Konzeptzeichnungen für mehrere integrierte optoelektronische Systeme (Datenübertragung, photonische Mikrowellensignalverarbeitung, optische Strahllenkung und photonisches Rechnen), realisiert durch die Kombination einer Mikrokammquelle mit photonischen Siliziumchips. Mit der photonischen III-V-auf-Silizium-Integration sollen die Chips alle wesentlichen Funktionen enthalten (z. B. Laser-Mikrokamm-Erzeugung, passive und aktive optische Komponenten sowie die Elektronik zur Unterstützung der Signalverarbeitung und Systemsteuerung).

Die in dieser Arbeit verwendete integrierte Kammquelle basiert auf einer AlGaAsOI-Plattform37 durch heterogene Integration, wie in Abb. 2a dargestellt. In Kombination mit dem extrem hohen nichtlinearen Koeffizienten dritter Ordnung von AlGaAs (n2 ≈ 2,6 × 10−17 m2 W−1) ergibt sich eine Kerr-Kammerzeugung aus den AlGaAsOI-Mikroresonatoren (Abb. 2a, rechts) mit einem moderaten Qualitätsfaktor (Q) (eins). Millionen bis zwei Millionen) weist eine rekordniedrige parametrische Oszillationsschwelle bis hinunter zu mehreren zehn Mikrowatt und eine kohärente Kammzustandserzeugung bei Pumpleistung im Bereich von wenigen Milliwatt auf, die von einem kommerziellen Indiumphosphid (InP)-DFB-Laserchip erfüllt werden kann ( Abb. 2a, links).

a, Optisches Bild des InP-DFB-Laserchips und der AlGaAsOI-Mikroresonatoren zur Dunkelpulserzeugung. b, Normalisierte Kammleistung beim Abstimmen der Pumpfrequenz über die Resonanz bei etwa 1.552 nm. Mit einer Pumpleistung von 10 mW könnte auf einen Dunkelpuls-Kerr-Kamm in einem großen Frequenzfenster (mehrere zehn Gigahertz) zugegriffen werden. CW, Dauerwelle. c, d: Zwei-FSR-Dunkelpulsspektren (oben) und das „schlüsselfertige“ Verhalten (unten), gepumpt von einem kommerziellen externen Laser (c) oder einem DFB-Laserchip (d) mit einer gleichen On-Chip-Leistung von 10 mW. In beiden Spektren wird neben der Pumpe ein Paar flacher Flügel gebildet, die das typische Profil der kohärenten Dunkelpuls-Mikrokämme zeigen. Einschub: Kammintensitätsrauschen (Auflösung BW von 100 kHz). Das Intensitätsrauschen des Dunkelpuls-Kerr-Kamms liegt auf dem gleichen Leistungsniveau wie der Hintergrund des elektrischen Spektrumanalysators. P, Macht; f, Frequenz; PZT, Bleizirkonattitanat. e, Langzeitstabilität eines freilaufenden Kamms. f–k, Optische Bilder und Hauptleistung mehrerer grundlegender Bauelemente auf Si-Basis, darunter ein Verarmungsmodus-Si-MZM (f), ein TiN-Mikroheizer (g), eine Si-Spiralwellenleiter-Verzögerungsleitung (h) und ein vertikales epitaktisches Ge-PD (i), ein Mikroringfilter (j) und ein CMOS-Treiber für MZMs (k). Weitere Einzelheiten finden Sie unter Methoden.

Neben der Effizienz sind auch die Einfachheit der Bedienung und die Stabilität der Kammquelle für praktische Anwendungen von entscheidender Bedeutung. Im anomalen Dispersionsbereich weist eine spezielle Art heller Solitonen, sogenannte „Solitonenkristalle“38, diese Merkmale auf, um Demonstrationen auf Systemebene zu unterstützen, ohne auf elektronische Steuerung angewiesen zu sein14,16,39. In dieser Arbeit wird ein Dunkelpulszustand40,41 verwendet, um kohärente Mikrokämme zu erzielen. Dieser Zustand funktioniert im normalen Dispersionsbereich mit Hilfe des vermiedenen Mode-Crossing-Effekts (Ergänzende Anmerkung I). Der Dunkelpulsbetrieb erfährt beim Übergang in den kohärenten Kammzustand einen viel kleineren Leistungsschritt (Ergänzende Anmerkung II). Noch wichtiger ist, dass aufgrund des thermoinduzierten selbststabilen Gleichgewichtsmechanismus von Mikrokavitäten die starken thermooptischen Effekte von AlGaAs (2,3 × 10−4 K−1) hier genutzt werden können, um das Zugänglichkeitsfenster des kohärenten Kammzustands erheblich zu erweitern . Ein solches Verhalten ist in Abb. 2b experimentell charakterisiert, wo die Kammleistung gegenüber der Pumpverstimmung aufgezeichnet ist und der zugängliche Frequenzbereich des dunklen Pulses bis zu mehreren zehn Gigahertz zeigt, etwa zehnmal breiter als der bei hellen Solitonen33.

Zusammengenommen machen diese Eigenschaften die Erzeugung kohärenter Kämme in AlGaAsOI-Mikroresonatoren effizient und robust, bei deutlich vereinfachter Bedienung. Abbildung 2c, d zeigt die Dunkelpulsspektren, die von einem externen Hohlraumlaser bzw. einem DFB-Laserchip mit der gleichen On-Chip-Leistung von 10 mW gepumpt werden. Ein solcher Zustand kann deterministisch durch einfaches Einschalten des Lasers ausgelöst werden, ohne auf irgendeine Abstimmsteuerung der Elektronik angewiesen zu sein, wodurch ein „schlüsselfertiges“ Verhalten gezeigt wird (Methoden). Darüber hinaus ist der Kamm dank der durch den starken thermooptischen Effekt ermöglichten Selbststabilisierung in der Lage, einen stabilen Betrieb ohne Rückkopplungsschleifen aufrechtzuerhalten. Abbildung 2d zeigt die spektrale Leistung über der Zeit in einem freilaufenden AlGaAs-Dunkelpuls mit kleinen Leistungsschwankungen über 7 Stunden. Die Einfachheit sowohl der Erzeugung als auch der Stabilisierung erleichtert die nahtlose Implementierung von AlGaAsOI-Mikrokämmen in aktuelle optoelektronische Systeme und eignet sich gut für praktische Anwendungen.

Zur Verarbeitung der erzeugten Kammlinien für diverse optoelektronische Systeme wird ein monolithischer SiPh-Schaltkreis verwendet. Solche „photonischen Silizium-Engines“ bieten Funktionen wie Filterung, Modulation, Multiplexing, Zeitverzögerung und Erkennung auf demselben Chip. Abbildung 2fk zeigt die wesentlichen photonischen Bausteine ​​der optischen Verarbeitungsmaschinen und ihre wichtigsten Leistungsmetriken. Zur Signalkodierung werden Wanderwellen-PN-Verarmungsmodulatoren des Mach-Zehnder-Interferometers (MZI) mit einer elektrooptischen Bandbreite von> 33 GHz verwendet (Abb. 2f). Heizer werden verwendet, um die Modulatoren durch thermische Abstimmung an die Kammkanäle anzupassen (Abb. 2g). Ein repräsentatives Ergebnis für eine solche Phasenkompensation in einem Modulator bei verschiedenen Kanalwellenlängen ist in Abb. 2g (links) dargestellt. Um Echtzeitverzögerungen auf dem Chip zu implementieren, werden spiralförmige Wellenleiter mit adiabatischen Biegungen entworfen, wie in Abb. 2h dargestellt. Die Abweichung von 60-ps-Verzögerungsleitungen liegt innerhalb von 3 ps. Abbildung 2i zeigt den Photodetektor (PD) aus Germanium (Ge) mit etwa 0,5–0,8 A W−1 bei verschiedenen On-Chip-Leistungsniveaus und einer Sättigungsleistung von etwa 20 mW. Hier wird ein Mikroring-Filterarray verwendet, um die Kammlinien individuell zu steuern, wie in Abb. 2j dargestellt. Mit einer Heizleistung von 20 mW kann ein 180 GHz breiter Kanalauswahlbereich (2 freie Spektralbereiche (FSR)) erreicht werden (Methoden). Darüber hinaus unterstützen die SiPh-Geräte die Montage auf Systemebene mit integrierten elektronischen Chips (Abb. 2k), was die zukünftige Integration von rauscharmen Transimpedanzverstärkern und Hochgeschwindigkeitstreibern ermöglicht.

Als nächstes werden zwei entscheidende Demonstrationen auf Systemebene vorgestellt: (1) eine integrierte photonische Datenverbindung auf Mikrokammbasis mit einer im Vergleich zu herkömmlichen Si-basierten Transceivern deutlich erhöhten Datenrate und (2) ein schnell rekonfigurierbarer Mikrowellenphotonikfilter auf Mikrokammbasis mit einem hohes Maß an Integration.

Ein Schema des PAM4 WDM-Übertragungssystems ist in Abb. 3a dargestellt. Der Kanalabstand des AlGaAsOI-Dunkelpulskamms kann durch entsprechende Vorkalibrierung des Startaufbaus (z. B. Laserverstimmung, Temperatur usw.) von 1-FSR auf Multi-FSR umkonfiguriert werden41. Um ein höheres durchschnittliches optisches Träger-Rausch-Verhältnis bei gleichzeitig ausreichender Kanalzahl innerhalb des Betriebsbandes zu erreichen, wird hier aufgrund seiner höheren Kammleitungsleistung ein 2-FSR-Abstandskamm als WDM-Quelle ausgewählt. Für Pumpen werden jeweils ein DFB-Laserchip und eine kommerziell erhältliche Pumpquelle für einen externen Hohlraumlaser (ECL) verwendet. Nach der Kammerzeugung ist ein Verstärker erforderlich, um den zusätzlichen Nachteil auszugleichen, der durch das Demultiplexen und den Kopplungsverlust entsteht. Das Spektrum nach der Verstärkung ist in Abb. 3b dargestellt, in der 20 aufeinanderfolgende Kammmoden (von 1.537 nm bis 1.567 nm, etwa 3,75 THz breit) mit einem Leistungsunterschied von <5 dB bei richtiger thermischer Voreinstellung angezeigt werden (Methoden). ). Ein vereinfachtes Schema wird verwendet, um die Datenübertragungsfähigkeit im Chipmaßstab für die Übertragung von mehreren Terabit pro Sekunde zu überprüfen. Die Kammlinien werden herausgefiltert und durch einen wellenlängenselektiven Schalter (WSS) in ungerade und gerade Testbänder aufgeteilt und dann in den SiPh-Sende-/Empfangschip (T/R) eingespeist, der Si-Modulatoren und Ge-Fotodioden enthält. Auf jedem WDM-Kanal kodieren die SiPh-Modulatoren den Träger in das PAM4-Signalformat mit Symbolraten von 32 Gbaud bis 50 Gbaud. Abbildung 3c zeigt repräsentative Beispiele für Augendiagramme nach dem Durchqueren von 2 km langen Glasfaserverbindungen. Auf der Empfangsseite wird das Signal teilweise an eine On-Chip-Ge-Fotodiode gekoppelt, während der verbleibende Teil zum Leistungsvergleich an einen kommerziellen PD gesendet wird. Das Bitfehlerverhältnis (BER) jedes Kanals wird nach direkter Erkennung berechnet (Methoden).

a, Schematische Darstellung des mikrokammbasierten Datenübertragungsaufbaus. Die Dunkelpuls-Kerr-Kammquelle wird von einem Dauerstrichlaser gepumpt, der von einem kommerziellen Diodenlaser mit externem Hohlraum (ECDL, i) oder einem Laserchip mit verteilter Rückkopplung (ii) erzeugt werden kann. Der erzeugte Kamm wird dann an einen SiPh T/R-Chip gesendet. iso, Isolator; NF, Kerbfilter; DEMUX, Demultiplexer; MUX, Multiplexer. Maßstabsbalken, 500 μm. b, Ein 20-Linien-Kammspektrum im C-Band als Multiwellenlängenquelle vor der Injektion in den SiPh-T/R-Chip. c, Typische Augendiagramme des gewählten Kanals nach der Modulation durch SiPh-Modulatoren bei unterschiedlichen Symbolraten (32 Gbaud, 40 Gbaud und 50 Gbaud). d, BER für jede Kammlinie. Die blauen Quadrate und roten Kreise zeigen die Ergebnisse der ECL-gepumpten Kammdatenübertragung bei Symbolraten von 32 Gbaud bzw. 50 Gbaud. Alle Kanäle werden innerhalb des angegebenen HD-FEC- (3,8 × 10−3) oder SD-FEC- (2 × 10−2) Schwellenwerts (blaue bzw. orange gestrichelte Linien) berücksichtigt. Die grauen Rautenmarkierungen zeigen die Leistung beim Pumpen des AlGaAs-Mikroresonators mit einem DFB-Chip. Die wellenlängenabhängigen BERs resultieren hauptsächlich aus dem erhöhten Rauschen des Vorverstärkers am Rand seines Betriebsbandes. Die optimierte Empfangsleistung für jeden Kanal beträgt etwa 2–3 dBm. e, BER versus Empfangsleistungsvergleich zwischen einem On-Chip-Ge-Si-PD und einem kommerziellen PD mit der Variation der Empfangsleistung. Die Haupteinschränkung des Ge-Si-PD ist der nicht optimierte Frequenzgang (Methoden).

Ein solches dichtes Wellenlängenmultiplexverfahren kann die Gesamtbitrate erheblich verbessern und gleichzeitig eine hervorragende Skalierbarkeit beibehalten. In unseren Proof-of-Concept-Demonstrationen werden 20 Kammlinien im C-Band als Quelle verwendet. Abbildung 3d zeigt die BER-Ergebnisse in drei Szenarien: (1) 32-GBaud- und (2) 50-GBaud-PAM4 mit einer ECL-Pumpe und (3) 32-GBaud-PAM4 mit einer DFB-Pumpe. Betrachtet man den ECL-gepumpten Mikrokamm, liegen 7(4) Kanäle unter dem 7 % Hard-Decision-Forward-Error-Correction-Schwellenwert (HD-FEC) bei der Symbolrate von 32(50) Gbaud, während die übrigen Kanäle unter dem 20 % Soft-Decision-Forward-Error-Correction-Schwellenwert liegen. Entscheidungsvorwärtsfehlerkorrektur-Schwellenwert (SD-FEC). In diesem Fall ermöglicht der Mikrokamm-basierte SiPh-Sender eine Baudrate von 50 Gbaud pro Einzelspur, was einer Gesamtbitrate von 2 Tbit s−1 entspricht (1,65 Tbit s−1 Nettorate nach FEC-Overhead-Subtraktion). Für ein übergeordnetes integriertes System wird die kommerzielle ECL-Pumpe durch einen DFB-Laserchip ersetzt. Mit der integrierten Pumpquelle erreicht der Sender eine Gesamtdatenübertragungsrate von 448 Gbit s−1, wobei 7 Kanäle unter der FEC-Schwelle liegen. Ein weiterer Vorteil von SiPh ist die Möglichkeit der Integration von Sender und Empfänger. Die BER-Ergebnisse nach der Umwandlung von optisch in elektrisch (O/E) sowohl durch kommerzielle III-V-Fotodioden als auch durch On-Chip-Ge-Fotodioden sind in Abb. 3e dargestellt. Bei der SD-FEC-Schwelle von 20 % beträgt die Strafe zwischen zwei Geräten etwa 2,3 dB bei 32 Gbaud (Methoden).

Der rekonfigurierbare photonische Mikrowellenfilter (MPF) wird unter Verwendung einer angezapften Verzögerungsleitung (TDL)43 aufgebaut. Es ist erwähnenswert, dass TDL-basierte MPFs zwei Ansätze verfolgen können, je nachdem, ob die Abgriffverzögerungen durch nichtdispersive (Echtzeit-)Verzögerungsleitungen44 oder dispersive Verzögerungsleitungen13,45,46,47 erzeugt werden. In dieser Arbeit werden beide Ansätze umgesetzt. Eine schematische Darstellung des Versuchsaufbaus ist in Abb. 4a dargestellt. Die Mikrokämme mit einem Abstand von 180 GHz dienten als Anzapfungen für den MPF. Die Kammlinien werden dann von einem SiPh-Signalprozessor manipuliert, der einen Hochgeschwindigkeits-Mach-Zehnder-Modulator (MZM), ein achtkanaliges Add-Drop-Microring-Array (MRA) und spiralförmige Verzögerungsleitungen enthält. Das eingegebene Hochfrequenzsignal (RF) wird vom MZM geladen. Der MRA fungiert hier als optischer Spektralformer (OSS) auf dem Chip für die Kammlinien und führt nacheinander Spektrum-Slicing, zeilenweise Pulsformung (Gewichtung an Abzweigungen) und Spektrum-Rekombination durch. Eine Gruppe spiralförmiger Wellenleiter bietet eine feste Zeitverzögerung (ΔT) zwischen benachbarten Abgriffen. Schließlich werden die verarbeiteten Kammlinien in einem schnellen PD außerhalb des Chips geschlagen, um die HF-Filterprofile zu synthetisieren.

a, Schematische Darstellung des Aufbaus zur Durchführung einer mikrokammbasierten rekonfigurierbaren MPF. Die Zeitverzögerungen zwischen Kammlinien werden durch spiralförmige Verzögerungsleitungen auf dem Chip (Aufbau 1) und dispersive Ausbreitung von einer SMF-Spule (Aufbau 2) erzeugt. Maßstabsbalken, 200 μm. b, Optische Spektren von Gaußschen Apodisierungskammlinien für die BW-Programmierung (σ, Gaußscher Faktor; blau, Experiment (Exp); rot, Gaußsche Anpassung). c, HF-Filterreaktionen des MPF mit verschiedenen Durchlassbandbreiten, basierend auf Setup 1 (oben) und Setup 2 (unten). Die rot gestrichelten Kurven zeigen die theoretischen Anpassungsergebnisse (Sim.) (Ergänzende Anmerkung III). d, Proof-of-Concept-Demonstration der HF-Filterung eines Breitband-HF-Signals. Von oben nach unten: HF-Spektren des Originalsignals, des Signals nach dem 1,1-GHz-BW-Filter und des Signals nach dem 0,9-GHz-BW-Filter. e, f, optische Spektren (e) und entsprechende HF-Antworten (f) des MPF mit verschiedenen FSRs, erzeugt durch Modifizieren des Kammlinienabstands und basierend auf Setup 2. ∆λ, Wellenlängenabstand zwischen benachbarten Kammlinien. g, Proof-of-Concept-Demonstration zur HF-Filterung eines komplexen Zweikanal-HF-Signals. Von oben nach unten: HF-Spektren des Originalsignals, des Signals nach dem 3,6-GHz-FSR-Filter und des Signals nach dem 7,2-GHz-FSR-Filter.

Das System weist flexible Rekonstruktionsfunktionen hinsichtlich der Durchlassbandbreite (BW) und des HF-FSR auf. Abbildung 4b zeigt die optischen Spektren unter Verwendung der Gaußschen Apodisierung auf Kammlinien für die Rekonfigurierbarkeit des Durchlassband-BW46. Die entsprechenden HF-Filterreaktionen sind in Abb. 4c dargestellt, mit Konfigurationen mit nichtdispersiver Verzögerung (oben) bzw. dispersiver Verzögerung (unten). Die 3-dB-Bandbreite des MPF im nichtdispersiven Verzögerungsschema kann kontinuierlich in einem Bereich von etwa 1,97–2,42 GHz angepasst werden, indem der Gaußsche Parameter σ von 2,4 auf 1,6 eingestellt wird. Das Unterdrückungsverhältnis zwischen Hauptkeule und Nebenkeule beträgt etwa 10 dB. Eine bessere Leistung (>20 dB Haupt-zu-Nebenkeulen-Unterdrückungsverhältnis) wird durch das dispersive Verzögerungsschema mit einer Filter-BW-Abstimmbarkeit im Subgigahertz-Bereich erreicht. Die Ergebnisse in Abb. 4e, f zeigen die Rekonfigurierbarkeit des HF-FSR durch Modifizieren des Kammlinienabstands: Kammlinienabstände von 5,6 nm, 2,8 nm und 1,4 nm führen zu HF-Filterreaktions-FSRs von 1,8 GHz, 3,6 GHz bzw. 7,2 GHz . Im Gegensatz zu anderen hochmodernen MPFs auf Mikrokammbasis, die entweder Massen-OSS46,47 oder sich ändernde Solitonenzustände13 verwenden, steigert diese Arbeit den Integrationsgrad und die Rekonfigurationsgeschwindigkeit (ca. 53 μs; Methoden), die für entscheidend sind, erheblich moderne drahtlose Kommunikation und Avionikanwendungen.

Als Paradebeispiel für reale Anwendungen ist die HF-Filterung eines praktischen Mikrowellensignals in Abb. 4d, g dargestellt. Zunächst wird ein breitbandiges HF-Signal im Bereich von 5,5 GHz bis 9 GHz geformt, indem die MPF-Bandbreite von 0,9 GHz auf 1,1 GHz geändert wird, wie in Abb. 4d dargestellt, und weist rekonfigurierbare Durchlassbandbreiten auf. Darüber hinaus wird zur Validierung der FSR-Rekonfigurierbarkeit ein HF-Testsignal mit einer 50-Mbit/s-1-QPSK-Modulation (Quadrature Phase Shift Keying) bei 3,6 GHz bzw. 7,2 GHz erzeugt (Abb. 4g). Es ist zu beobachten, dass durch Einstellen des richtigen Abgriffsabstands mit dem On-Chip-OSS das Signal bei 3,6 GHz optional unterdrückt werden könnte.

Die Leistung dieser Systeme kann durch die Optimierung der integrierten Geräte oder den Einsatz überlegener Signalverarbeitungstechniken weiter verbessert werden. Zur Steigerung der Übertragungskapazität könnten zusätzliche Multiplextechniken (wie Raummultiplex und Polarisationsmultiplex) und höhere Modulationsformate (wie PAM6 und PAM8) eingesetzt werden. Die Datenrate kann weiter auf >10 Tbit/s erhöht werden, indem die Betriebswellenlänge auf das L-Band und das S-Band ausgeweitet wird. Die Leistung der DFB-gepumpten integrierten Kammquelle wird hauptsächlich durch das relativ hohe Grundrauschen des freilaufenden DFB-Lasers (Methoden) begrenzt, das das optische Signal-Rausch-Verhältnis (OSNR) senkt. Für den HF-Filter können eine schmalere Filterbandbreite (bis hin zu Subgigahertz) und eine höhere Abstimmauflösung erreicht werden, indem die Anzahl der in den Konfigurationen mit endlicher Impulsantwort43 verwendeten Abgriffkanäle erhöht wird, d. h. die MRA erweitert wird.

Wir erwarten, dass in Zukunft mehr integrierte Funktionalität integriert wird, was in vollständig integrierten optoelektronischen Systemen auf Mikrokammbasis gipfeln wird. Beispielsweise könnten selbstinjektionsverriegelte Dunkelpuls-Mikrokammquellen21 monolithisch realisiert werden, indem heterogen integrierte III-V-Laser und Mikroresonatoren23 verwendet werden. Die diskreten erbiumdotierten Faserverstärker (EDFAs) könnten durch On-Chip-SOAs ersetzt werden, die möglicherweise mit anderen photonischen Komponenten auf demselben Chip integriert werden können48,49. In jüngerer Zeit wurden photonische AlGaAs-auf-SOI-Schaltkreise entwickelt, um die beiden in dieser Arbeit verwendeten Materialplattformen auf demselben Wafer zu integrieren50. Die photonischen Elemente können auch mit anwendungsspezifischen elektronischen Schaltkreisen kombiniert werden, was die Kompaktheit und Leistungseffizienz weiter verbessert. Angesichts der Vielseitigkeit, die diese Technologien bieten, werden mikrokammbetriebene SiPh-Systeme eine massenproduzierte und kostengünstige Lösung für ein breites Spektrum optoelektronischer Anwendungen darstellen und so die nächste Generation integrierter Photonik ermöglichen.

Die Ringwellenleiter der AlGaAsOI-Resonatoren wurden so konzipiert, dass sie im normalen Dispersionsbereich im C-Band mit Abmessungen von 400 nm × 1.000 nm arbeiten. Die Breite des Buswellenleiters an der Facette wurde für eine effiziente Chip-zu-Faser-Kopplung auf 200 nm ausgelegt. Die Herstellung der AlGaAs-Mikroresonatoren basierte auf der heterogenen Wafer-Bonding-Technologie. Der Prozess wird derzeit im 100-mm-Wafer-Maßstab ohne strenge Herstellungsprozesse wie chemisch-mechanisches Polieren oder Hochtemperaturglühen realisiert, die mit dem CMOS-Prozess nicht kompatibel sind. Es kann daher direkt von aktuellen III-V/Si-Photonik-Gießereien übernommen werden51. Im AlGaAsOI-Resonator kann ein Q-Faktor von >2 Millionen erreicht werden, was einem Wellenleiterverlust von <0,3 dB cm−1 entspricht. Der Anteil an Aluminium beträgt 0,2, was einer Zwei-Photonen-Absorptionswellenlänge von etwa 1.480 nm entspricht. Das epitaktische Waferwachstum wurde mittels Molekularstrahlepitaxie erreicht. Für die Lithographie wurde ein 248-nm-Tief-Ultraviolett-Stepper verwendet. Bei der Wellenleiterstrukturierung wurden ein Fotolack-Reflow-Prozess und ein optimierter Trockenätzprozess angewendet, um Wellenleiterstreuverluste zu minimieren. Weitere Herstellungsdetails finden Sie in den Referenzen. 52,53. Der SiPh-PIC, einschließlich seiner Si-Modulatoren und Si-Ge-PDs, wurde auf einem 200-mm-SOI-Wafer mit einer Si-Schichtdicke von 220 nm und einer vergrabenen Oxidschichtdicke von 2 μm unter Verwendung von CMOS-kompatiblen Prozessen bei CompoundTek Pte in hergestellt ein Eins-zu-eins-200-mm-Waferlauf mit seinem standardmäßigen 90-nm-Lithographie-SOI-Prozess. Der Wellenleiterverlust in dieser SiPh-Plattform beträgt etwa 1,2 dB cm−1 im C-Band. In unserem Experiment wurden Linsenfasern mit unterschiedlichen Modenfelddurchmessern für die AlGaAsOI- und SOI-Chips ausgewählt; Der Kopplungsverlust beträgt etwa 3–5 dB pro Facette für AlGaAsOI-Wellenleiter und etwa 2–3 dB pro Facette für Si-Wellenleiter.

Der FSR der in dieser Studie verwendeten Ringe mit einem Radius von 144 μm beträgt etwa 90 GHz. Der Mikrokamm zeigt Fortschritte sowohl beim Start als auch bei der Stabilisierung. Während der Dunkelpulserzeugung tritt eine viel kleinere abrupte Leistungsänderung auf, wenn der Kamm vom Dauerstrichzustand in den Dunkelpulszustand übergeht, was darauf hindeutet, dass das bekannte Triggerproblem bei der Erzeugung heller Solitonen beseitigt ist. Im Vergleich zu allgemeinen hellen Solitonen ist der dunkle Puls von Natur aus tolerant gegenüber thermischen Effekten, die normalerweise den Zugang zu hellen Solitonzuständen erschweren54. Zur Langzeitstabilitätsmessung werden die Kammspektren und die Kammlinienleistung eines freilaufenden Dunkelpulskamms alle 5 Minuten von einem hochauflösenden optischen Spektrumanalysator (OSA) aufgezeichnet.

Weitere Details werden hier für die in Abb. 2 gezeigten SiPh-Geräte dargestellt. Das optoelektrische BW der Si-basierten MZMs im Verarmungsmodus wurde mit einem Vektornetzwerkanalysator (Keysight N524) gemessen, mit typischen Ergebnissen von >30 GHz. Bei den On-Chip-Phasenkompensationseinheiten handelt es sich um MZI-basierte Mikroheizer aus Titannitrid (TiN). Der Widerstand beträgt ca. 200 Ω. Die TiN-Metallschicht liegt etwa 1 μm über der Si-Schicht und gewährleistet eine Heizeffizienz von etwa 20 mW π−1. In der Zwischenzeit wird ein Deep-Trench-Prozess verwendet, um jeden Mikroheizer zu isolieren und thermisches Übersprechen zu verringern. Für die On-Chip-Echtzeitverzögerungsleitung haben wir einen 2 μm breiten Multimode-Si-Wellenleiter für eine verlustarme Übertragung eingesetzt. Für die adiabatische Biegung wurden im Spiralwellenleiter Euler-Kurven verwendet. Bei einer 60-ps-Si-Verzögerungsleitung beträgt der Gesamtverlust <0,5 dB, mit einer Verzögerungszeitschwankung von <3 % bei 8 getesteten Geräten. Bei der vertikalen epitaktischen Ge-PD nimmt die Reaktionsfähigkeit mit zunehmender On-Chip-Leistung ab. Bei weiterer Leistungssteigerung könnte ein Sättigungspunkt von etwa 20 mW erreicht werden. Für WDM verwendete Mikroringfilter könnten durch Mikroheizungen abgestimmt werden, wodurch ein Kanalabstand von 180 GHz bei einer Verlustleistung von 20 mW erreicht werden kann. Die CMOS-Treiber für die Signalverstärkung vor der Einspeisung in den Si-MZM (nicht verwendet im Signalübertragungsexperiment mit hoher Bitrate (>50 Gbit/s)) zeigen eine 3-dB-Verstärkung BW von etwa 24 GHz.

Die Leistung anderer Bausteingeräte ist in der erweiterten Datenabbildung 1 dargestellt. Die Linienbreite des als Pumpe verwendeten DFB-Lasers wird mit einer verzögerten Selbstheterodynmethode gemessen55. Die Ergebnisse der Messung und der Lorentz-Anpassung sind in Abb. 1a der erweiterten Daten dargestellt und zeigen eine Laserlinienbreite von etwa 150 kHz. Für die SiPh-Geräte ist die 3-dB-Bandbreite der Si-Ge-Fotodioden in Abb. 1b mit erweiterten Daten dargestellt, was auf einen S21-Parameter von etwa 30 GHz hinweist. Ein solches nicht optimiertes BW ist für die Strafe in Abb. 3c verantwortlich. Das Strukturdesign für eine niedrigere Widerstand-Kondensator-Zeitkonstante könnte die Betriebs-BW weiter erhöhen. Für die On-Chip-Überwachung wird im System der asymmetrische MMI-basierte 10:90-Leistungsteiler56 eingesetzt, wie in Extended Data Abb. 1c dargestellt. Die Symmetrie des Multimode-Bereichs wird gebrochen, indem die Ecke des MMI (markiert durch ein rot gestricheltes Rechteck) entfernt wird, was zu einer dramatischen Umverteilung des optischen Feldes und damit zu einer ungleichmäßigen Leistungsaufteilung durch Änderung der Breite des Cut-Offs führt Ecke. Wir haben zufällig vier identische 1:9-MMIs ausgewählt und die Leistungsverteilungsverhältnisse getestet. Es wurde festgestellt, dass die Ergebnisse nahe am Entwurfsziel lagen (gestrichelte Linie) und eine gute Konsistenz aufwiesen, wie im unteren Bereich der erweiterten Daten in Abb. 1c dargestellt. Darüber hinaus weisen die in dieser Arbeit verwendeten Gitterkoppler (Extended Data Abb. 1d) einen Unterschied in der Kopplungseffizienz von etwa 2 dB über das Betriebsband (1.535–1.565 nm) auf.

Der schlüsselfertige Testaufbau zur Mikrokammerzeugung ist in Abb. 2a der erweiterten Daten dargestellt, mit entweder einem ECL- oder einem DFB-Laser als Pumpe. Für die Erzeugung von Mikrokämmen reicht eine langsame Laserfrequenzverstimmung aus, die durch Anpassen der Hohlraumlänge durch Anpassen der Bleizirkonat-Titanat-Spannung des kommerziellen ECL bzw. Ändern des Laserstroms des DFB erreicht werden kann. Nach der Kammgenerierung werden die Spektren aufgenommen; Gleichzeitig wird die Gesamtleistung der erzeugten Kammlinien in Echtzeit gemessen. Ein Vorkalibrierungsprozess ist erforderlich, um sicherzustellen, dass sich die Laserfrequenz letztendlich im Kamm-Zugriffsbereich befindet. Für den ECL-gepumpten Dunkelpulskamm (Extended Data Abb. 2b) wird eine 1-Hz-Rechteckwelle als Triggersignal verwendet, das die Pumpwellenlänge etwa 0,3 nm von der Resonanz entfernt oder in diese hinein abstimmt. Bei den DFB-gepumpten Experimenten (Extended Data Abb. 2c) findet beim Einschalten eines Lasers aufgrund des injizierten Trägers und der Erwärmung des Hohlraums immer ein automatischer Frequenzanstiegsprozess statt, der die Mikrokammerzeugung direkt auslösen kann solange die Laserfrequenz des endgültigen stabilen Zustands im Bereich des Zugangsfensters des kohärenten Zustands liegt. In unserem Experiment wird der Laserstrom mit einer Periode von 6 s zwischen zwei Werten umgeschaltet (1 s für den „Aus“-Zustand und 5 s für den „Ein“-Zustand). Beide Ergebnisse zeigen ein unmittelbares Ein-Aus-Verhalten der Mikrokammerzeugung zusammen mit dem Steuersignal bei niedriger Geschwindigkeit. Es ist zu beachten, dass es in den ersten paar Sekunden zu einer gewissen Leistungswelligkeit des DFB-gepumpten Kamms kommt, die auf die durch den thermoelektrischen Kühler verursachten Temperaturvibrationen zurückzuführen ist, wonach sich der Kammzustand stabilisiert. Der Kamm ist in mehreren aufeinanderfolgenden Schalttests reproduzierbar und weist eine große Robustheit auf.

In unserem Experiment wird der Mikrokamm zunächst von einem kommerziellen abstimmbaren Laser (Toptica CTL 1550) gepumpt, dann von einem DFB-Laserchip für einen höheren Integrationsgrad, wobei ein optischer Isolator zwischen dem DFB-Laser und dem AlGaAsOI-Mikroresonator eingesetzt wird, um das zu eliminieren Betrachtung. Wenn die Pumpwellenlänge von der blauen Seite auf einen bestimmten verstimmten Wert bei etwa 1.552,5 nm abgestimmt wird, erzeugen beide Konfigurationen Dunkelimpulse mit einem 2-FSR-Kammabstand. Der detaillierte Versuchsaufbau zur Datenübertragung ist in Extended Data Abb. 3a dargestellt. Für das Kammspektrum mit großen Leistungsschwankungen ist aufgrund der unzureichenden Verstärkung dieser Kanäle mit geringer Leistung ein zusätzlicher Verstärkungsprozess erforderlich, was zu zusätzlicher Systemkomplexität und Stromverbrauch auf der Sendeseite führt. In dieser Arbeit kann aufgrund des starken thermischen Effekts die Stärke des vermiedenen Modenkreuzens (AMX) des AlGaAs-Mikroresonators thermisch voreingestellt werden, um einen kohärenten Mikrokamm mit einer weniger unterschiedlichen Leistungsverteilung über das Betriebsband zu erhalten. Somit ist nur ein Kerbfilter erforderlich, um die zentralen drei Kammlinien für die anschließende ausgeglichene Kammverstärkung zu dämpfen. Der Kamm wird durch einen EDFA verstärkt und dann durch einen wellenlängenselektiven Schalter (Finisar Waveshaper 4000s) in ungerade und gerade Testbänder39,57,58 aufgeteilt. Im ungeraden bzw. geraden Band werden ein Si-Modulator und ein Lithiumniobat (LN)-Modulator (EOspace, 35 GHz Bandbreite) eingesetzt. Zehn Kammlinien in jedem Testband werden gleichzeitig moduliert. Die Modulatoren werden mit einer Symbolrate von 32 Gbaud oder 50 Gbaud betrieben. Das differenzielle PAM-4-Signal wird von einem handelsüblichen Pulsmustergenerator (Anritsu PAM4 PPG MU196020A) erzeugt. Die Einfügungsdämpfung des SiPh (LN)-Modulators beträgt 13(8) dB. Der SiPh-Modulator erfährt einen relativ hohen Verlust (einschließlich des Kantenkopplungsverlusts von etwa 2 dB pro Facette), was zu einem Leistungsunterschied zwischen den beiden Testbändern führt. Die modulierten Testbänder werden dann von einem 50:50-Leistungskoppler kombiniert und zum Kammleistungsausgleich in ein anderes WSS eingespeist. Auf der Empfangsseite wird jeder vom Si-Modulator kodierte WDM-Kanal sequentiell herausgefiltert und gemessen. Augendiagramme werden mit einem Sampling-Oszilloskop (Anritsu MP 2110A) mit einem 13-Tap-Sender und einem quaternären Dispersions-Eye-Closure-Equalizer (TDECQ) erstellt (Akkumulierungszeit: 8 s). Die BERs werden online von einem Fehlerdetektor (Anritsu PAM4 ED MU196040B) mit 1-dB-Niederfrequenzentzerrung und einer Entscheidungsrückkopplungsentzerrung gemessen. Erweiterte Daten Abb. 3b zeigt die 100-Gbit/s-PAM4-Augendiagramme für jeden der 20 Kanäle.

Es ist erwähnenswert, dass die Leistung unterschätzt wird. In unserer Proof-of-Concept-Testkonfiguration werden zehn Kanäle in jedem Testband gleichzeitig moduliert. Unter Berücksichtigung der Zweiphotonenabsorption in Si-Wellenleitern beträgt die maximale Eingangsleistung für den Si-Modulator etwa 13 dBm, was zu einer optischen Leistung von nur 3 dBm pro Einzelspur führt. Darüber hinaus kann das OSNR für jeden Kanal mindestens 10 dB höher sein, wenn man die zusätzliche Strafe berücksichtigt, die das WSS für den Leistungsausgleich einführt und die in realen Übertragungsszenarien unnötig ist. Somit ist ein besseres Übertragungsergebnis erreichbar.

Das Grundrauschen des DFB und des ECL wird in einer OSA grob charakterisiert, wie in Extended Data Abb. 4a dargestellt. Die Laserspektren deuten darauf hin, dass das Rauschen des DFB offensichtlich höher ist als das des ECL. Die Kämme in unseren Experimenten werden vom freilaufenden DFB-Laser und vom ECL separat gepumpt, wie in den erweiterten Daten Abb. 4b, c dargestellt. Bei nahezu gleicher Pumpleistung von etwa 10 mW weist der DFB-Chip im Vergleich zum ECL ein um 10 dB höheres Grundrauschen auf, was einer äquivalenten OSNR-Reduzierung in jeder Kammlinie entspricht. Darüber hinaus würde die Verstärkung nach der Kammerzeugung auch zu einer Verschlechterung des OSNR führen, was ein potenzielles Problem darstellen könnte, wenn der aktuelle EDFA durch integrierte SOAs ersetzt wird (ca. 4–5 dB Grundrauschen in einem kommerziellen EDFA und ca. 7 dB in kommerzielle On-Chip-SOAs). Das OSNR des DFB-gepumpten Mikrokamms kann durch den Einsatz eines optischen On-Chip-Filters für die Kammdestillation59,60 oder die Einführung einer optischen Injektionsverriegelung zwischen dem Mikrokamm und den Slave-Lasern für eine rauscharme Verstärkung61 weiter verbessert werden. Außerdem führt eine Erhöhung der Pumpleistung zu einem höheren durchschnittlichen OSNR und einem stabileren Langzeitverhalten, was einen Vorteil gegenüber der auf Injektionsverriegelung basierenden Dunkelpulserzeugung darstellt21,62.

Da die Ungleichmäßigkeit der Verzögerungen aufgrund der unvermeidlichen Herstellungsfehler die Filterleistung beeinträchtigt, wird auch der zweite TDL-MPF-Ansatz implementiert, um die optimale Filterleistung weiter zu bestimmen: Stattdessen wird eine Spule aus Singlemode-Fasern (SMF) verwendet Die spiralförmigen Verzögerungsleitungen auf dem Chip erzeugen eine dispersive Verzögerung. Erweiterte Daten Abb. 5 zeigt den experimentellen Aufbau des rekonfigurierbaren MPF, der in einer dispersiven Verzögerungsleitungskonfiguration durchgeführt wurde. Im Vergleich zu Abb. 4a bleibt der Großteil des MPF-Systems unverändert und weist einen Hauptunterschied auf, nämlich dass die On-Chip-Echtzeit-Spiralverzögerungsleitungen aus dem SiPh-Signalprozessor entfernt wurden. Die verarbeiteten Kammlinien breiten sich durch eine Spule aus 5 km SMF (als dispersives Element) aus, um eine feste Verzögerungseinheit zwischen benachbarten Abgriffen zu erhalten, die als T = δλDL ausgedrückt werden kann (ohne Berücksichtigung der Dispersion höherer Ordnung von SMF), wobei δλ stellt den Kammlinienabstand dar, D ist der Dispersionskoeffizient von SMF und L ist die Länge von SMF. In diesem Schema wird die Grundverzögerung T zwischen Kammlinien durch ein einzelnes dispersives Element erzeugt, das auf einem einheitlichen Wert gehalten werden kann und nicht durch Herstellungsfehler beeinflusst wird. Außerdem ist dieses System flexibler; Beispielsweise kann die Mittenfrequenz des Filterdurchlassbands angepasst werden, indem einfach die Länge oder der Dispersionskoeffizient von SMF geändert wird.

Der DFB-gesteuerte Dunkelpuls-Kerr-Kamm weist einen 2-FSR-Kammabstand (180 GHz) auf. Die anfängliche Kammquelle wird durch einen EDFA verstärkt und 8 Kammlinien im Bereich von 1.547–1.560 nm werden mithilfe eines optischen Bandpassfilters ausgewählt, bevor sie in einen SiPh-Signalprozessorchip eingespeist werden. Die Ein- und Ausgangskopplung erfolgt über Gitterkoppler mit einem Kopplungswirkungsgrad von etwa 40 %. Frequenzgewobbelte HF-Signale mit 9 dBm Leistung von einem Vektornetzwerkanalysator werden im Doppelseitenbandformat an den Si MZM angelegt. Die Abgriffsgewichtungskoeffizienten werden durch Anpassen der relativen Verstimmung zwischen den Kammlinien und ihren entsprechenden Resonanzwellenlängen im Si-MRA mit auf den Wellenleitern platzierten TiN-Mikroheizern eingestellt. Das Ausgangslicht des Si-Chips wird durch einen optischen 10:90-Leistungskoppler aufgeteilt: 10 % des Lichts werden zur Spektralüberwachung an einen optischen Spektrumanalysator (Yokogawa AQ6370C) gesendet, während sich die anderen 90 % des Lichts durch den folgenden Bereich ausbreiten -optische Verbindung. Beim dispersiven Verzögerungsschema wird eine Spule mit 5 km SMF verwendet, um die dispersive Verzögerung zwischen benachbarten Kammlinien (Abzweigungen) zu erfassen. Abschließend werden die verarbeiteten Kammlinien in einem 50-GHz-PD (Finisar 2150R) verarbeitet, um das optische Signal in einen elektrischen Bereich umzuwandeln. Vor dem PD wird ein rauscharmer EDFA platziert, um den Link-Einfügungsverlust und den Kopplungsverlust zu kompensieren.

Für die praktischen Demonstrationen der HF-Signalfilterung wird ein 50 Gsamples s−1 Arbiträrwellenformgenerator (AWG, Tektronix AWG70001) verwendet, um die gewünschten HF-Eingangssignale zu erzeugen. Um die BW-Rekonfigurierbarkeit dieses Filters zu validieren, wird ein Ultrabreitband-HF-Signal erzeugt, das von 5,5 GHz bis 9 GHz reicht. Um die FSR-Rekonfigurierbarkeit dieses Filters zu validieren, wird ein komplexes HF-Signal erzeugt, das ein bei 3,6 GHz moduliertes 50-Mb-s-1-QPSK-Spektrum und ein bei 7,2 GHz moduliertes 50-Mb-s-1-QPSK-Spektrum enthält. Die HF-Ausgänge des AWG werden durch einen linearen elektrischen Treiber (SHF 807C) verstärkt, bevor sie zum Si MZM weitergeleitet werden. Die gefilterten HF-Signale werden von einem Signalanalysator (Keysight N9010B) zur Spektrumsmessung erfasst. Eine ähnliche FSR-Multiplikation des MPF wurde bereits früher berichtet und durch zeitliche Talbot-Effekte erklärt63. Allerdings basiert der entscheidende Talbot-Prozessor, der in diesen MPF-Systemen verwendet wird, auf komplexeren diskreten Geräten, was die Verlustleistung erhöht und das System weniger stabil macht.

Im Gegensatz zum herkömmlichen Waveshaper, der auf sperrigen räumlichen Flüssigkristall-Lichtmodulatoren basiert, ist einer der bemerkenswerten Vorteile des in unserer Arbeit verwendeten Add-Drop-Mikroring-Resonator-Arrays (MRR) im Chip-Maßstab die schnelle Neukonfiguration der HF-Filterreaktionen. Der Neukonfigurationsvorgang der Filterspektren wird durch Anpassen der Formungsprofile der Kammlinien durch den auf den Wellenleitern platzierten TiN-Mikroheizer realisiert. Um die maximale Rekonfigurationsgeschwindigkeit zu erkunden, wird eine standardmäßige elektrische Rechteckwellenform von einem Funktionswellenformgenerator (RIGOL, DG2102) erzeugt, um einen einzelnen MRR-Kanal anzusteuern. Die Ausgabe des MRR wird von einem Fotodetektor (Thorlabs DET08CFC/M) empfangen und dann von einem digitalen Oszilloskop (RIGOL, DS7014 10 GSa s−1) aufgezeichnet. Erweiterte Daten Abb. 6 zeigt die gemessene zeitliche Schaltreaktion. Wie in den erweiterten Daten Abb. 6b, c zu sehen ist, betragen die 90/10-Anstiegs- und -Abfallzeiten 15 μs bzw. 53 μs. Daher beträgt die schnellste Reaktionsgeschwindigkeit für den Rekonfigurationsvorgang etwa 19 kHz.

Die Daten, die die Darstellungen in diesem Artikel unterstützen, und andere Ergebnisse dieser Studie sind auf Zenodo verfügbar (https://doi.org/10.5281/zenodo.6092678). Alle anderen in dieser Studie verwendeten Daten sind auf begründete Anfrage bei den entsprechenden Autoren erhältlich.

Die Codes, die die Ergebnisse dieser Studie stützen, sind auf begründete Anfrage bei den entsprechenden Autoren erhältlich.

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Wir danken Shenzhen PhotonX Technology Co., Ltd für die Unterstützung bei der Laserverpackung, J. Wang und W. Zou für ihre Hilfe beim Layoutdesign, J. Shi für die Diskussion und TJ Morin für den Kommentar zum Manuskript. Zum Einsatz kam die UCSB-Nanofabrikationsanlage.

Diese Autoren haben gleichermaßen beigetragen: Haowen Shu, Lin Chang, Yuansheng Tao, Bitao Shen

Staatliches Schlüssellabor für fortgeschrittene optische Kommunikationssysteme und Netzwerke, Fakultät für Elektronik, Peking-Universität, Peking, China

Haowen Shu, Yuansheng Tao, Bitao Shen, Ming Jin, Zihan Tao, Xuguang Zhang, Ruixuan Chen, Bowen Bai, Jun Qin, Shaohua Yu und Xingjun Wang

Fakultät für Elektrotechnik und Informationstechnik, University of California Santa Barbara, Santa Barbara, CA, USA

Lin Chang, Weiqiang Xie, Andrew Netherton und John E. Bowers

Peng Cheng Labor, Shenzhen, China

Shaohua Yu & Xingjun Wang

Frontiers Science Center für Nano-Optoelektronik, Peking-Universität, Peking, China

Xingjun Wang

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Die Experimente wurden von HS, LC, YT und BS konzipiert. Die Geräte wurden von HS, LC und YT entworfen. Die Mikrokammsimulation und -modellierung wurde von BS durchgeführt. Die Experimente auf Systemebene wurden von HS und YT mit Unterstützung von LC, BS durchgeführt. MJ, ZT, Das Projekt wurde von LC, SY, XW und JEB betreut

Korrespondenz mit Xingjun Wang oder John E. Bowers.

Die Autoren geben an, dass keine Interessenkonflikte bestehen.

Nature dankt David Moss und den anderen, anonymen Gutachtern für ihren Beitrag zum Peer-Review dieser Arbeit.

Anmerkung des Herausgebers Springer Nature bleibt hinsichtlich der Zuständigkeitsansprüche in veröffentlichten Karten und institutionellen Zugehörigkeiten neutral.

a, Gemessene Linienbreite des DFB-Lasers. b, Die gemessene 3-dB-Bandbreite der Si-Ge-PD-Fotodiode. c, Design, Herstellung und Messergebnisse des asymmetrischen 10:90-MMI als On-Chip-Monitor für Silizium-Photonik-Motoren. d, Optisches Bild des Gitterkopplers (links) und seiner normalisierten Transmission.

a, Versuchsaufbau. b, ECL und c, DFB-Laserchip-gesteuerte Kammspektren und die Kammleistungsschwankungen zusammen mit dem Steuersignal in fünf aufeinanderfolgenden Schalttests.

a, Detaillierter Versuchsaufbau für das ungerade/gerade Testband für die kammbasierte Silizium-Photonik-Datenverbindung. b, gemessene 100-Gbit/s-PAM-4-Augendiagramme vom Abtastoszilloskop für jeden Kanal am Empfangsende.

a, Gemessene Linienbreite des DFB-Lasers. Vergleich der Kammspektren, die von b, einem kommerziellen Laser mit externem Resonator, und c, einem DFB-Laserchip, gepumpt wurden.

Experimenteller Aufbau des zweiten dispersiven Verzögerungsleitungsschemas basierend auf TDL-MPF.

a: Gemessene zeitliche Reaktion des MRR bei Ansteuerung durch ein elektrisches Rechtecksignal. b, MRR schaltet von minimaler auf maximale Übertragung um, und c, maximale auf minimale Übertragung. Die Anstiegs-/Abfallzeiten von 90/10 betragen 15 μs bzw. 53 μs.

Diese ergänzende Informationsdatei enthält die ergänzenden Abschnitte 1–3, einschließlich ergänzender Abbildungen. 1–3 und zusätzliche Referenzen. Abschnitt 1: Analyse der Entwicklung des Dunkelpulses. Abschnitt 2: Zugänglichkeitsanalyse unter thermischen Auswirkungen. Abschnitt 3: Theoretische Anpassungsmethode für die HF-Filterantworten des MPF.

Open Access Dieser Artikel ist unter einer Creative Commons Attribution 4.0 International License lizenziert, die die Nutzung, Weitergabe, Anpassung, Verbreitung und Reproduktion in jedem Medium oder Format erlaubt, sofern Sie den/die ursprünglichen Autor(en) und die Quelle angemessen angeben. Geben Sie einen Link zur Creative Commons-Lizenz an und geben Sie an, ob Änderungen vorgenommen wurden. Die Bilder oder anderes Material Dritter in diesem Artikel sind in der Creative Commons-Lizenz des Artikels enthalten, sofern in der Quellenangabe für das Material nichts anderes angegeben ist. Wenn Material nicht in der Creative-Commons-Lizenz des Artikels enthalten ist und Ihre beabsichtigte Nutzung nicht durch gesetzliche Vorschriften zulässig ist oder über die zulässige Nutzung hinausgeht, müssen Sie die Genehmigung direkt vom Urheberrechtsinhaber einholen. Um eine Kopie dieser Lizenz anzuzeigen, besuchen Sie http://creativecommons.org/licenses/by/4.0/.

Nachdrucke und Genehmigungen

Shu, H., Chang, L., Tao, Y. et al. Mikrokammgesteuerte photonische Siliziumsysteme. Natur 605, 457–463 (2022). https://doi.org/10.1038/s41586-022-04579-3

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Eingegangen: 04. August 2021

Angenommen: 24. Februar 2022

Veröffentlicht: 18. Mai 2022

Ausgabedatum: 19. Mai 2022

DOI: https://doi.org/10.1038/s41586-022-04579-3

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